مدولاتورهای فاز متعامد کاربرد فراوانی در سیستم های مخابراتی مدرن جهت پیاده سازی ساختار های فرستنده پیدا کرده اند. امروزه تقاضا برای مدولاتورهای فاز متعامد که ویژگی هایی چون نویزفاز پایین در خروجی، توان مصرفی پایین، دقت و سرعت بالا و قابلیت مجتمع سازی زیاد دارند، افزایش چشمگیری یافته است. در پاسخ به این تقاضا، روشهای متنوعی برای تولید سیگنال های متعامد ارائه شده است که در این پژوهش دو گونه از کاراترین این روش ها، یعنی تزویج دو نوسان ساز lc و فیلترهای شیفت دهنده فاز rc poly phase استفاده شده اند. در روش تزویج دو نوسان ساز lc اتصال ضربدری، تزویج از دو طریق، یکی از طریق زیرلایه خازن های متغیر (از mosfet به عنوان خازن متغیر استفاده شده است) و دیگر از طریق ترانزیستورهای pmos، انجام شده است. از مزایای این نوسان ساز می توان به نویزفاز پایین و توان مصرفی کم آن اشاره نمود. در روش دوم تولید سیگنالهای سینوسی متعامد، یک فیلتر rc poly-phase مرتبه سه پیشنهاد شده است که هم مقاومت ها و هم خازن ها با ترانزیستورهای ماسفت پیاده سازی شده اند. از مزایای این ساختار می توان به توان مصرفی ناچیز، مساحت اشغالی نسبتا کم، آسانی مجتمع سازی برروی تراشه و نویز کم آن اشاره نمود. انتخاب سیگنالهای متعامد مناسب با استفاده از ترانزیستورهایی که در نقش کلید هستند و توسط داده های دیجیتال ارسالی کنترل می شوند، صورت می گیرد. حاصل این انتخاب یک خروجی qpsk است. هر کدام از فازهای چهارگانه در خروجی نماینده یک سیمبول ارسالی است. مدارهای ارائه شده، با استفاده از نرم افزار ads در تکنولوژی cmos-rf 0.13µm شبیه سازی شده اند.

هدف از این مطالعه، آشنایی بیشتر با انواع ساختارهای تقویت کننده های کم نویزباند فوق پهن می باشد. تقویت کننده فوق، باید در یک عرض باند وسیع، دارای بهره توان بالا، تطبیق ورودی مناسب و عدد نویز کمی باشد و توان مصرفی و سطح اشغالی آن بر روی تراشه نیز تا حد ممکن کم باشد. طی چند سال اخیر، روش های مختلفی برای پیاده سازی تقویت کننده کم نویزباند فوق پهن، در تکنولوژی cmos ارائه شده است. از روش های پیاده سازی این تقویت کننده در تکنولوژیcmos ، می توان به تقویت کننده توزیع شده، تقویت کننده گیت مشترک و تقویت کننده سورس مشترک با خودالقاء در سورس اشاره نمود. به تازگی، روش جدیدی برای پیاده سازی تقویت کننده های کم نویز باند فوق پهن ارائه شده است که در آن، نویز حرارتی ترانزیستور ورودی، که مهم ترین منبع نویز تقویت کننده می باشد با استفاده از روش های مداری، در خروجی تقویت کننده خنثی می گردد. از آن جایی که شرط لازم برای خنثی سازی نویز ترانزیستور ِورودی، یک شرط محدود کننده در مورد ابعاد ترانزیستور های طبقه دوم تقویت کننده ایجاد می کند باعث می گردد تقویت کننده ارائه شده با استفاده از این روش، بهره بالایی نداشته باشد. در ضمن، تقویت کننده های ارائه شده با استفاده از روش فوق، توان مصرفی نسبتاً بالایی دارند. در این پایان نامه، یک تقویت کننده کم نویز، با استفاده از روش خنثی سازی نویز ارائه شده است. در تقویت کننده ارائه شده، ابعاد ترانزیستورهای طبقه دوم تقویت کننده، به گونه ای انتخاب شده است که تقویت کننده بهره توان بالایی داشته باشد. انتخاب این ابعاد، باعث می گردد نویز ترانزیستور ورودی، به صورت کامل در خروجی تقویت کننده خنثی نشود. البته می توان افزایش عدد نویز تقویت کننده، که در اثر عدم حذف کامل نویز ترانزیستور ورودی ایجاد شده است را با حذفِ نویز یکی دیگر از ترانزیستور های این تقویت کننده، جبران نمود. با توجه به این که با اعمال این روش، آزادی عمل بیشتری برای کنترل نویز و بهره تقویت کننده ایجاد می گردد تقویت کننده ارائه شده، می تواند نسبت به تقویت کننده های ارائه شده پیشین، بهره توان بیشتر و عدد نویز کمتری داشته باشد. شایان ذکر است که روش اعمالی برای حذفِ نویز ترانزیستور طبقه دوم تقویت کننده فوق، باعث افزایش توان مصرفی و سطح اشغال شده توسط مدار نمی گردد. از طرف دیگر، در تقویت کننده فوق، افزایش ترارسانایی موثرِ طبقه ورودی باعث شده توان مصرفی تقویت کننده کاهش یابد.

در این پایان نامه مسائلی که در مورد تحلیل pll وجود دارند بررسی شده و روش هایی برای تحلیل دقیق تر آن ارائه میشود. در تحلیل رفتار pll مدار آشکارساز فاز نقش بسیار مهمی دارد و برای پیش بینی درست رفتار pll نیاز به یک مدل دقیق برای آشکارساز فاز می باشد. در بسیاری از مراجع، آشکارساز فاز به صورت یک منبع ولتاژ وابسته مدل می شود اما از آنجا که پیاده سازی عملی آشکارساز با ترانزیستور انجام می شود، منبع ولتاژ آرمانی (بدون مقاومت درونی منبع) مدل مناسبی برای آشکارساز نیست و باید آن را با یک منبع جریان وابسته مدل کرد. همچنین در هیچ یک از مدارات ارائه شده و مراجع، تعریف کامل و رسایی از s-curve ارائه نشده است. در بعضی از مقالات ارائه شده میانگین خروجی pfd را بر حسب اختلاف فاز به عنوان s-curve در نظر می گیرند و در برخی دیگر تاثیر پمپ بار را نیز در نظر می گیرند. تحلیل دقیقی با در نظر گرفتن تاخیرهای گوناگون و همچنین رفتارهای غیر خطی pfd ارائه می شود. تعدادی از مدارهای آشکارساز فاز-فرکانس معرفی شده و معایب و مزایای آنها بررسی می شود و سه مدار آشکارساز فاز-فرکانس جدید نیز معرفی خواهند شد. مشکل غیر همزمان بودن سیگنال های charge up و charge dn در پمپ بار بررسی می شود و دو راهکار برای حل این مشکل ارائه می گردد. در نهایت مدارهای تقسیم کننده فرکانس بررسی خواهند شد و برتری های مدارات آنالوگ نسبت به مدارات منطقی برشمرده می شوند. همچنین دو مدار به عنوان تقسیم کننده فرکانسی آنالوگ که عمل تقسیم به اعداد فرد را انجام می دهند ارائه می شود.

تراشه های الکترونیکی کاشته شده در بدن در کاربردهای مختلفی مورد استفاده قرار میگیرند، از جمله برای فهم ساختار و عملکرد عصب ها، برای تولید پروتزهای چشمی که بینایی را به افراد نابینا برمی گرداند، برای تحریک اعصاب ماهیچه هایی که قدرت تحرک را از دست داده اند و ... از این تراشه ها استفاده می شود. مدارهای به کار رفته در این تراشه ها باید مصرف توان کم، اندازه کوچک و قابلیت اطمینان زیادی داشته باشند. این پایان نامه به بررسی عملکرد مدارهای دمودولاتور می پردازد. مدارهای دمودولاتور fsk که در اینجا بررسی شده اند شامل بلوکی به نام تشخیص دهنده داده هستند، این بلوک بیت های یک و صفر ارسالی را از یکدیگر متمایز می کند تا در نهایت عمل دمودولاسیون توسط یک بلوک دیجیتال انجام شود. دو ساختار جدید برای بلوک تشخیص دهنده داده ارائه شده است. ساختار اول بر اساس شارژ و دشارژ خازن پارازیتی موجود در خروجی یک معکوس کنند? current-starved عمل می کند. در ساختار دوم از زنجیره ای از المان های pulse-shrinking استفاده شده است به گونه ای که پالس های با پهنای کوچک را به طور کامل حذف می کند در حالی که پالس های با پهنای بزرگ در خروجی زنجیره باقی می مانند. به این ترتیب وجود داشتن پالس، ارسال بیت یک، و نبودن پالس ارسال بیت صفر را مشخص می کند. عملکرد ساختار تشخیص دهنده داد? اخیر براساس شارژ و دشارژ خازن نیست بنابراین عنوان بدون خازن به آن اطلاق شده است. نتایج شبیه سازی ها نشان میدهند که مدار دمودولاتور ساخته شده با استفاده از بلوک های تشخیص دهنده داد? ارائه شده توان مصرفی بسیار کمی دارند. بعلاوه نشان داده خواهد شد که مدار تشخیص دهنده داده با استفاده از المان های pulse-shrinking در گوشه های پروسس و با تغییر منبع تغذیه به درستی کار می کند.

در سیستم های مدرن مخابراتی، نوسان سازهای متعامد (نوسان سازهایی که خروجی های 90 درجه تولید می کنند) از جمله بخشهای کلیدی و مهم محسوب می شوند. بطوریکه امروزه در پیاده سازی های حذف تصویر و تبدیل مستقیم، qpsk و بازیابی کلاک و داده کاربرد فراوانی یافته اند. به موازات افزایش تقاضاها برای به کارگیری نوسان سازهایی با نویز فاز پایین، توان مصرفی کم، دقت و سرعت بالا و سطح اشغالی پایین و همچنین به صرفه بودن از نظر اقتصادی، ساختارهای متفاوتی برای تولید سیگال های متعامد پیشنهاد و طراحی شده اند. در میان ساختارهای ارائه شده، نوسان سازهای متعامد lc کاراترین نمونه های این مدارات محسوب می شوند. بطورکلی نوسان سازهای متعامد lc از دو بخش تشکیل شده اند: دو نوسان ساز هسته lc (lc-vco)و یک شبکه یا مدار تزویج برای کوپلینگ دو نوسان ساز. هر چه طراحی نوسان ساز هسته و شبکه تزویج، ساده تروباعناصراضافی کمتری خصوصا عناصرفعال که درایجاد نویزمدارتاثیربیشتری دارند صورت گیرد، نویزفاز، توان مصرفیومساحت اشغالی مدارکه ازپارامترهای مهم طراحی محسوب می شوند، بهبود می یابد. در این پژوهش سه نوسان ساز متعامدlc که از نوع هماهنگ های دوم می باشند و یک نوسان سازمتعامد هماهنگ اول و یک نوسان ساز چند فازه با کارایی بالا پیشنهاد شده است، که در طراحی این مدارها، شبکه تزویج ساده و شامل عناصری فاقد نویز و یا نویز بسیار کم می باشند. بطوریکه شبکه تزویج یا روشهای انتخابی جهت تزویج دو نوسان ساز هسته، نوسان سازهای پیشنهادی را به مداراتی با نویز فاز و توان مصرفی پایین تبدیل گردانیده است. عملکرد نوسان ساز چند فازه پیشنهادی ترکیبی از هماهنگ های اول و دوم بوده که از هیچ عنصر فعال اضافی برای کوپلینگ نوسان سازهای هسته آن استفاده نشده است. مدارهای ارائه شده با استفاده از نرم افزار hspice در تکنولوژی rf-cmos 0.18µm شبیه سازی شده اند.

در سال های اخیر استفاده از تقسیم کننده های فرکانسی در سیستم های فرکانس بالا مانند سنتزکننده های فرکانسی، سیستم های بازیابی کلاک و سیگنال ژنراتورها، مورد توجه بسیاری قرار گرفته است. تقسیم کننده های فرکانسی می توانند از یک سیگنال متناوب ورودی، خروجی متناوبی تولید کنند که فرکانس آن کسری از فرکانس سیگنال ورودی باشد. امروزه تقاضا برای تقسیم کننده های فرکانسی با توان مصرفی پایین، بازه ی عملکرد وسیع، دقت و سرعت بالا، نویزفاز کم، و قابلیت مجتمع سازی زیاد افزایش چشمگیری یافته است. در پاسخ به این تقاضا، تقسیم کننده های متنوعی ارائه شده است که کاراترین آنها تقسیم کننده های قفل شده ی تزریقی مبتنی بر نوسان سازهای lc (lc-ilfdها) می باشند. دلیل این امر قابلیت کار در فرکانس های بالا و همچنین توان مصرفی کم این دسته از تقسیم کننده ها می باشد. اگر چه در مورد lc-ilfdهای با نسبت تقسیم 2 و به دلیل طراحی آسانی که دارند تا کنون مطالعات مفصلی صورت گرفته است ولی در مقابل، lc-ilfdهای با نسبت تقسیم 3 کمتر مورد توجه قرار گرفته اند. برای تزریق سیگنال در در یک lc-ilfd با نسبت تقسیم 3، روش های مختلفی پیشنهاد شده است که شامل تزریق سری، تزریق موازی و تزریق مستقیم می باشند. در این پژوهش دو روش تزریق برای تزریق سیگنال تفاضلی در یک lc-ilfd با نسبت تقسیم 3 پیشنهاد شده است. در روش تزریق پیشنهادی اول که یک روش تزریق موازی است، با قرار دادن خازن هایی در درین ترانزیستورهای تزریق جریان dc این ترانزیستورها حذف شده است که این امر بدون این که تاثیر منفی ای بر روی بازه ی قفل و یا نویزفاز تقسیم کننده داشته باشد، منجر به کاهش قابل توجهی در توان مصرفی آن می گردد. با استفاده از این روش تزریق، یک ilfd دنبال کننده نیز طراحی شده است. در روش تزریق پیشنهادی دوم، برای تزریق سیگنال تفاضلی به جای ترانزیستور از خازن هایی که متصل به گیت ترانزیستورهای سوئیچ شونده ی هسته ی ilfd هستند استفاده شده است. از مزایای این روش تزریق می توان به توان مصرفی کم و نویزفاز پایین و قابلیت کار در ولتاژهای پایین اشاره نمود. از هر دو ilfd پیشنهادی می توان برای تقسیم فرکانسی با نسبت تقسیم 2 نیز استفاده کرد. برای این منظور کافی است به جای سیگنال تزریقی تفاضلی از یک سیگنال تزریقی تک-سر استفاده نمائیم. مدارهای ارائه شده، با استفاده از نرم افزار ads و در تکنولوژی cmos-rf 0.18µm شبیه سازی شده اند.

با توجه به مزایا و ویژگی های سیستم های باند فوق پهن، استفاده از این سیستم ها در گیرنده های بیسیم در طی سال های اخیر به شدت گسترش یافته است. از مهم ترین ویژگی های سیستم های فوق می توان به سرعت بالای ارسال اطلاعات، مقاومت در برابر چند مسیره شدن سیگنال و توان مصرفیِ اندک آن اشاره نمود. در این پایان نامه مطالعه ای بروی سیستم های باند فوق پهن صورت گرفته است و نهایتا دو ساختار جدید برای پیاده سازی تقویت کننده کم نویز ارائه شده است. تقویت کننده کم نویز اولین بلوک در مسیر دریافت سیگنال است که باید در یک عرض باند وسیع دارای بهره توان بالا، تطبیق ورودی مناسب و عدد نویز کمی باشد و توان مصرفی و سطح اشغالی آن بر روی تراشه نیز تا حد ممکن کم باشد. روش های مختلفی برای پیاده سازی تقویت کننده فوق در تکنولوژی cmos ارائه شده است. از روش های پیاده سازی تقویت کنندهِ فوق در تکنولوژیcmos ، می توان به تقویت کننده فیدبک مقاومتی، تقویت کننده گیت مشترک، تقویت کننده سورس مشترک با خودالقاء در سورس و تقویت کننده کسکید اشاره نمود. در این پروژه دو مدار تقویت کننده کم نویز فرکانس رادیویی یا پهنای باند وسیع که بر مبنای تکنولوژی 18% میکرومتر cmos طراحی و شبیه سازی شده است ارائه می گردد. مشخصات این تقویت کننده ها در محدوده فرکانسی 3 گیگا هرتز تا 11 گیگا هرتز بررسی شده است. 1- تطبیق امپدانس در ورودی و خروجی تقویت کننده در محدوده فرکانسی وسیع، 2- نویز فیگر پایین 3- بهره بالای تقویت کننده 4- مصرف توان پایین آن از مشخصات مهم مدارهای پیشنهادی می باشند. طبقه اول هر دو مدار ارائه شده بصورت سورس مشترک پیاده سازی شده است. در مدار اول جهت ایجاد تطبیق امپدانس در ورودی از القاگر های تزویج شده استفاده شده است. در مدارهای متداول تقویت کننده کم نویز سورس مشترک از فیدبک مقاومتی به منظور ایجاد تطبیق امپدانس در ورودی استفاده می شود که باعث افزایش عدد نویز مدار و کاهش بهره می گردد. در این مدار القاگرهای تزویج شده جایگزین فیدبک مقاومتی شده اند که بدین ترتیب در مقایسه با مدارهای فیدبک مقاومتی عدد نویز مدار کاهش چشمگیری یافته است. مدار دوم دارای ساختار کسکید می باشد که در آن سه القاگر دارای تزویج بکار برده شده است. استفاده از القاگرهای تزویج شده در این مدار باعث بهبود عملکرد تقویت کننده در محدوده وسیع فرکانسی و همچنین کاهش سطح اشغال شده توسط تراشه می گردد. از مزایای مدار پیشنهادی اضافه شدن درجه آزادی به مدار در مقایسه با مدارات کسکید متداول و در نتیجه تعداد زیاد پارامترها جهت دستیابی همزمان به بهره مناسب، تطبیق امپدانس ورودی مناسب و توان مصرفی پایین می باشد. سه القاگر مدار دارای تزویج مغناطیسی می باشند که بدین ترتیب دو فیدبک مثبت و یک فیدبک منفی به مدار اضافه می شود. از فیدبک های مثبت برای افزایش بهره، پهنای باند و تطبیق مناسب در ورودی و از فیدبک های منفی برای پایدارسازی و افزایش ایزولاسیون معکوس استفاده شده است. مشخصه های هر دو مدار بوسیله نرم افزارads و hspice شبیه سازی و گزارش شده است.

در سالهای اخیر گیرنده های با ساختار مستقیم محبوبیت فراوانی پیدا کرده اند. یکی از اصلی ترین دلیل این محبوبیت عدم نیاز میکسرهای موجود در این ساختار به فیلتر حذف تصویر می باشد. وجود فیلتر حذف تصویر باعث می شود که مدار به صورت مجتمع ساخته نشود . بنابراین با استفاده از ساختار تبدیل مستقیم و بدون فیلتر حذف تصویر میتوان گیرنده ها را به صورت فشرده و مجتمع طراحی نمود. در ساختار تبدیل مستقیم تنها نیاز به یک فیلتر پایین گذر بوده که ساخت آن به صورت مجتمع امکان پذیر است. در کنار مزیت مجتمع بودن این ساختار معایبی نیز وجود دارد که باید در راه رفع آن تلاشهایی نمود. از مهمترین این معایب میتوان به آفست dc این ساختار اشاره کرد که این آفست باعث اشباع طبقات بعدی می شود. همچنین این آفست اثرات نویز را افزایش داده و باعث کاهش خطینگی مدار می شود. جهت مقابله با این پدیده راه حلهای فراوانی پیشنهاد شده از جمله کاهش فرکانس اسیلاتور محلی که باعث کاهش اثرات خازنی و کاهش نشت سیگنال می شود. ولی با استفاده از این روش محدودیت فرکانس ورودی به مدار تحمیل می شود که مطلوب نمی باشد. روش دیگر اضافه کردن خازن در مسیر خروجی میکسر می باشد که با این کار جلوی عبور سیگنال dc گرفته می شود. در این روش نیز نیاز به خازنهای با ظرفیت بالا احساس می شود که عملا به صورت مجتمع امکان پذیر نمی باشد. روشهای سیستمی فراوانی نیز در زمینه رفع این معضل ارائه شده است از جمله این روشها، روش حذف آفست با استفاده از پروتکل tdma و یا روشهایی دیگر مانند روشهای موسوم به کدینگ و روشهای طیفی می باشد. در کل استفاده از این روشها موجب پیچیدگی مدار و خارج شدن مدار از حالت فشردگی و مجتمع بودن، می شود. جدیدترین روش در این زمینه روشی است موسوم به روش زیر هماهنگ که در این روش سیگنال نوسانسازمحلی را کوچک انتخاب کرده و در نهایت با استفاده از هماهنگهای مرتبه بالاتر این فرکانس، فرکانس اصلی ساخته می شود . در این روش فرکانس موثر در تولید آفست dc فرکانس پایین تولید شده بوده و فرکانس موثر در ضرب، هماهنگهای مرتبه بالای آن فرکانس پایین می باشد که دخالتی در تولید آفست dc ندارند. در این تحقیق یک میکسر زیر هماهنگ با توان پایین و پهنای باند وسیع بررسی، طراحی و شبیه سازی شده است. این میکسر نیاز به نوسانساز هشت فازه داشته و با استفاده از نرم افزار hspice و شبیه سازی پارامترهای مطلوب زیر استخراج گردید. تکنولوژی 0.18 ?m منبع ولتاژ 1 v مصرف توان 4.5 mw پهنای باند 3 ~ 11 ghz بهره تبدیل 14 ~ 23 db نقطه رهگیری مرتبه سوم -1.2 dbm پارامترهای میکسر طراحی شده

یکی از مهمترین پارامترهای نوسان ساز ها، نویز فاز می باشد. نویز فاز نوسان ساز در میکسر سبب تداخل باندهای فرکانسی داده های ورودی می شود. نویز فاز را در سیستم های دیجیتال جیتر نیز می گویند. در واقع جیتر معادل حوزه زمانی نویز فاز می باشد. جیتر در سیستم های دیجیتال سبب می شود که داده ها در لحظه صحیحی از زمان نمونه برداری نشوند. بنابراین شناخت نویز فاز و مدل سازی ریاضی آن از اهمیت ویژه ای برخوردار است. در این پایان نامه، یک مدل خطی تغییر ناپذیر با زمان برای نوسان سازها ارائه شده است. این مدل با توجه به شرایط کاری ترانزیستورهای موجود در مدار بدست آمده است. بنابراین مدل ارائه شده می تواند برای هر نوسان سازی که شامل ترانزیستورهای تزویج ضربدری باشد مورد استفاده قرار گیرد. برخی از نوسان ساز ها نیز مانند نوسان ساز کولپیتس از ترانزیستورهای تزویج ضربدری برای تولید مقاومت منفی استفاده نمی کنند. ولی چون در این نوسان ساز ها نیزترانزیستوری وجود دارد که شرایط کاری آن در حال تغییر است می توان از مدل ارائه شده برای تحلیل نویز فاز آن استفاده کرد. با استفاده از این مدل، نقش ترانزیستورهای تزویج ضربدری بر روی نویز فاز بررسی شده است. روش بدست آوردن مدل ارائه شده بدین شرح می باشد: در نوسان ساز های lc، پایه گیت ترانزیستورهای تزویج ضربدری به خروجی نوسان ساز متصل می باشد. خروجی سینوسی نوسان ساز سبب می شود تا ناحیه کاری ترانزیستورهای تزویج ضربدری در یک دوره تناوب تغییر کند. بنابراین تاثیر هر یک از منابع نویز بر روی خروجی تغییر خواهد کرد. برای بررسی این تغییرات، ابتدا ترانزیستورهای تزویج ضربدری به صورت مدارهای خطی تغییر پذیر با زمان مدل شده اند. سپس تابع isf مربوط به هر منبع نویز محاسبه شده است. تابع isf تاثیر ترانزیستورهای تزویج ضربدری را بر روی نویز فاز نشان می دهد. در واقع بین مدت زمانی که ترانزیستور اشباع است و مدت زمانی که ترانزیستور تریود است یک مصالحه وجود دارد. هر چقدر که ترانزیستورها بیشتر قطع باشند نویز ناشی از آن ها نیز کمتر است. اما نویز مقاومت همواره بر روی نویز فاز تاثیر می گذارد. با افزایش خازن پارازیتی ترانزیستور منبع جریان می توان تاثیر نویز مقاومت را کاهش داد.

رشد روز افزون فناوری بی سیم همراه و در خواست ها برای سیستم هایی با عمر باطری بیشتر توجهات را به سوی طراحی هایی با مصرف توان کمتر جلب کرده است. در این بین تقویت کننده های قدرت بدلیل مصرف توان زیاد نیاز به طراحی دقیقی دارند. تلاش های زیادی برای افزایش بازدهی تقویت کننده های قدرت چه در سطح مداری و چه در سطح سیستمی صورت گرفته است. در سطح مداری، یکی از پرکاربردترین روش ها استفاده تقویت کننده های قدرت سوئیچ شونده، بویژه تقویت کننده های کلاس e می باشد. در تقویت کننده ی کلاس e بدلیل بهره گیری از شرایط سوئیچ شوندگی نرم و عدم انطباق ولتاژ و جریان المان فعال، بازدهی 100% در تئوری قابل حصول است. البته، عوامل غیر ایده آل مربوط به افزاره ی فعال همچون مقاومت حالت روشن غیر صفر، زمان گذار روشن به خاموش غیر صفر و اندوکتانس پارازیتی، و همچنین ضریب کیفیت محدود المانهای غیر فعال باعث تنزل بازدهی آن ها می شوند. در نظر نگرفتن عوامل پارازیتیکی در طراحی تقویت کننده ی کلاس e می تواند به عملکرد بد تقویت کننده یا خرابی آن منجر شود. بنابراین نیاز به بررسی دقیق تأثیر چنین المان های داریم. توان خروجی و فرکانس کاری تقویت کننده های قدرت، همچنین، دو مشخصه ی اصلی از تقویت کننده های قدرت را شامل می شوند. برای حصول توان های بالا از تقویت کننده ی کلاس e نیاز به استفاده از مقاومت های بار کوچک و یا ولتاژ تغذیه ی بالا می شود، که اولی باعث افزایش تلفات افزاره ی فعال و شبکه ی تطبیق خروجی و دومی باعث افزایش ولتاژ استرس بر روی افزاره ی فعال می شود. خازن خروجی ترانزیستور ها عامل محدودیت فرکانس کاری تقویت کننده کلاس e در فرکانس های بالا می باشد که مقدار خازن بهینه موازی با این خازن قابل مقایسه می شود. یکی از المان های پارازیتی که تأثیر مخربی روی مدارات فرکانس بالا دارد، اندوکتانس پارازیتی ناشی ناشی از سیم اتصال زمین پد به پایه ی بسته بندی مدارات مجتمع می باشد. در این کار، تأثیر این اندوکتانس بر عملکرد تقویت کننده ی کلاس e در فناوری cmos بررسی شده است. همچنین یک شبکه بار جدید برای تقویت کننده ی کلاس e ارائه شد. با استفاده از یک خازن و القاکننده اضافی، آزادی طراحی این تقویت کننده بطور چشمگیری افزایش پیدا کرد. نشان داده شد که بدین وسیله می توان مقدار مقاومت بار را بسیار بزرگ انتخاب کرد. همچنین اندازه ی خازن موازی خروجی و در نتیجه بیشینه ی فرکانس کارکرد تقویت کننده برای یک افزاره ی فعال مشخص 3.77 برابر تقویت کننده ی کلاس e ساده می باشد. همچنین نشان داده شد که اگرچه ولتاژ استرس تقویت کننده بمقدار جزئی افزایش یافته، ظرفیت توان آن به اندازه ی 7% نسبت به ساختار ابتدایی بهبود یافته است. همچنین امکان استفاده از راکتانس های مثبت، منفی و حتی عدم نیاز به راکتانس اضافی، سری با شبکه تشدید خروجی وجود دارد. همچنین شبیه سازی هایی برای تحقیق در مورد قابلیت پیاده سازی تقویت کننده انجام شدند. شبیه سازی برای 6 طراحی از تقویت کننده ی پیشنهادی در فناوری cmos انجام شد. فرکانس کار ghz 1 و توان خروجی مورد نظر dbm 20 لحاظ شدند. این شبیه سازی ها افزایش بازدهی تقویت کننده قدرت را، همانطور که قبلاً انتظار می رفت، تا 3.7% نسبت به تقویت کننده ی ابتدایی نشان می-دهند. همچنین نتایج شبیه سازی هارمونیک بالانس برای بازه ی فرکانسی ghz0.85 تا ghz1.15 حاکی از پهنای باند بیشتر در کنار بازدهی میانگین بالاتر برای تقویت کننده ی پیشنهادی در مقایسه با تقویت کننده ی کلاس e ابتدایی هستند.

نوسان سازهای متعامد و چندفازه یکی از بلوک های ضروری در سیستم های مخابراتی با/بی سیم مدرن مانند مدولاتورهای qpsk، فرستنده-گیرنده های هموداین و سیستم بازیابی کلاک و داده (cdr) می باشند که عملکرد آنها بر کارایی کل سیستم شدیداً تاثیرگذار است. نیاز استانداردهای مخابراتی جدید به نوسان سازهایی با کارایی بالا منجر به انجام تحقیقات و نوآوری های بسیاری در زمینه نوسان سازهای متعامد تزویج شده با استفاده از تکنیک قفل شدگی تزریق (injection-locking)، گردیده است. هسته اکثر نوسان سازهای متعامد تزویج شده را نوسان سازهای اتصال-ضربدری تشکیل می دهند. برای طراحی بهینه و مقایسه عملکرد این دسته از نوسان سازها، ابتدا توسط الگوریتم ژنتیک، ابزار طراحی به کمک کامپیوتر پیشنهاد و ارائه گردیده که در آن بهینه سازی توان مصرفی و نویزفاز مورد توجه قرار گرفته است. در ادامه با بررسی ساختار نوسان سازهای هماهنگ دوم روش جدیدی برای تزویج هماهنگ های مرتبه دوم ارائه می شود که منتج به تولید سیگنالهای متعامد و چندفازه مستحکم می گردد. همچنین با بررسی نوسان سازهای کولپیتس و جایگزین نمودن آن با نوسان سازهای اتصال-ضربدری، نوسان ساز متعامدی با تزویج هماهنگ های مرتبه اول از طریق اتصال زیرلایه ها و بدون نیاز به هرگونه المان تزویج معرفی و تحلیل می گردد و سپس با معرفی یک گره مدمشترک جدید (با اتصال زیرلایه ها) نوسان ساز متعامد هماهنگ دومی با هسته کولپیتس نیز ارائه می شود که درآن از تکنیک حلقه بسته استفاده شده است. استفاده از مدولاسیون های شیفت فاز در فرستنده-گیرنده های ابزار پزشکی برای ارسال علائم حیاتی بیمار نیاز به گونه ای متفاوت از نوسان سازهای متعامد ، که در آن هدف اصلی کاهش توان مصرفی و اندازه مدار می باشد, را ایجاب می نماید. از اینرو در پایان با بهره گیری از نوسان سازهای rc و تکنیک قفل شدگی تزریق، نوسان ساز متعامد دیگری پیشنهاد می شود که برای پیاده سازی در کاربردهای بایومدیکال مناسب می باشد. تمامی مدارهای پیشنهادی با استفاده از نرم افزار ads در تکنولوژی rf-cmos 0.18µm طراحی و شبیه سازی شده اند. هچنین جانمایی یکی از نوسان سازها در نرم افزار cadence رسم و مدار استخراج شده از این جانمایی توسط نرم افزار specter-rf شبیه سازی گردیده است

چکیده ندارد.